Použití JFET tranzistoru v kombinaci s elektronkou se přímo nabízí, protože samotný JFET funguje velmi podobně jako elektronka. Také v „sobě obsahuje diodu“ a proud elektronů řídíme záporným napětím přivedeným na gate JFET tranzistoru (nebo na mřížku elektronky).
Je tranzistor 2SK117 vhodný pro toto použití. Záleží na tom, jak moc šumí tranzistor, který má od výrobce uvedeno „low noise“ speciál pro nízkofrekvenčí aplikace. (Je to hodně drahý tranzistor, v maloobchodě zhruba za 35korun!)
MV Audio Lab provedl [měření], zajímavá je i podobná dokumentace, jak měřili[1].
Deska od [jimsaudio.com] předpokládáné zkreslení je 0.005% THD při výstupu 1Vrms a 0.008% THD při výstupu 2Vrms. Je třeba to postavit a změřit.
Důvod stavby tohoto předzesilovače – koncový zesilovač bude polovodičový a předzesilovač bych chtěl využít tento.
Zisk celého řešení je lehce nad 15dB, tj. vstupní signál zesílí zhruba 6×
Limitace
Pokud bude amplituda vstupního signálu do 2V, bude výstup v plném rozsahu bez limitace, nad 2V již začne JFET ořezávat signál a narůstá zkreslení.
Na vstupu je tranzistor, při přebuzení vstupu začne limitovat. Říká se, že poslouchat přebuzený tranzistorový zesilovač je pro lidi výrazně méně příjemné než poslech přebuzeného zesilovače elektronkového. A že je to pravda, potvrdí každý kytarista, který má elektronky ve svém kombu.
Proč tomu tak je? Představme si opravdu velkou amplitudu sinusového signálu, který vstupuje do zesilovacího stupně s tranzistorem. Tranzistor limituje, protože nemůže mít na výstupu vyšší napětí než je napájecí napětí – ořízne signál – sinusoidě uřízne kopečky a vzniká zhruba obdélnikový průběh[2].
Tranzistor v limitaci generuje liché vyšší harmonické složky signálu, které jsou působí pro ucho velmi rušivě. Elektronka v limitaci přidává sudé vyšší harmonické složky a ty jsou pro lidi poslouchatelné a působí příjemně.
Zkuste [online generátor], můžete do čisté sinusoidy přidat liché nebo sudé harmonické složky případně posoudit jak se mění zvuk nástroje s přibývajícími vyšími harmonickými složkami.
Běžná gramofonová magnetodynamická přenoska[1] může mít výstupní napětí 0,15–5mV (obvykle 3–5mV) a tento slabý signál potřebujeme zesílit na úroveň linkového výstupu[2], který se pohybuje okolo 1V. Teprve „předzesílený“ signál můžeme připojit do linkového vstupu (AUX) běžného zesilovače. Podrobnější popis konstrukce přenosky viz [3].
Slabý signál gramofonové přenosky nestačí pouze dokonale zesílit, je nutné provést i korekci, kdy „přidáme basy a ubereme výšky,“ a je to potřeba udělat hodně přesně. Průběh potřebné korekce popisuje křivka RIAA a nejedná se o malou úpravu průběhu zvuku např. basovou frekvenci 20Hz zesílíme 10× a výškovou frekvenci 20kHz musíme 10× zeslabit. Bez této korekce by nám deska při přehrávání zněla velmi podivně.
Gramofon má obvykle zabudovaný předzesilovač, u mnohých gramofonů se dá vypnout; prodávájí se i zařízení bez předzesilovače. Pokud mám k dispozici koncový zesilovač zcela analogový/elektronkový, dává smysl, aby mezi gramofonovou přenoskou a koncovým zesilovačem nebyl žádný polovodičový prvek.
Kolem roku 1953 Americká asociace nahrávacího průmyslu (RIAA) standardizovala způsob nahrávání gramofonových desek. Křivka RIAA je audio filtr upravující frekvence při nahrávání vinylové desky, který má v zesilovači opačný průběh a tak při přehrávání koriguje zvuk takovým způsobem, že si to posluchač neuvědomuje.
Na desce je zvuk uložen tak, že nízké frekvence mají sníženou intenzitu a vysoké frekvence jsou zesíleny. Přináší to dvě výhody (delší záznam a snížení šumu) a jednu teoretickou nevýhodu (zvýšená citlivost na rušení hlukem motoru).
Zeslabením basů se na desku se vejde delší záznam. Čím jsou v hudbě hlasitější basy, tím širší musí být drážka na desce. Snížením hlasitosti/intenzity basových frekvencí mohou být drážky užší a na desku se vejde víc – při 33rpm je to 22min záznamu.
Proč ale zesilovat vyšší frekvence? Vždyť zesílením vysokých frekvencí se zvýší nežádoucí vysokofrekvenční syčení a praskání při záznamu. Bez ohledu na to, jaký zvuk gramofonová jehla přehrává, syčení a praskání má teoreticky stejnou hlasitost. Samotný materiál, do kterého se prvotní záznam ryje/frézuje má nějakou zrnitost, která způsobuje rušení. Zesílením vysokých frekvencí při záznamu tyto všechny tyto nežádoucí zvuky přehlušíme.
Dosáhneme vyššího odstupu signálu od šumu.
Během přehrávání, budou vysoké frekvence zeslabeny zpět na jejich správnou hlasitost. Tím jsou nežádoucí zvuky – které byly také zesíleny, ale ve srovnání s hudbou jsou výrazně tišší – sníženy zpět na nižší hlasitost a tak se dostanou na téměř šumovou úroveň a v ní mizí.
U nízkofrekvenčního šumu nastává pravý opak. Protože hudební záznam má snížené a následně zesílené basové frekvence, zesílí se s nimi i hlasitost hnacího mechanismu gramofonu. Mechanismus pohonu vibruje při nízké frekvenci, kterou bude slyšet při přehrávání. Moderní gramofony tímto neduhem netrpí.
Pozor! Existuje větší množství standardů historicky používaných a pokud bychom chtěli přehrát desku nahranou v jiné ekvalizaci než RIAA bude potřeba změnit korekci – pro digitalizaci starých vinylů nebo šelaků je lepší nahrát výstup z přenosky bez korekcí použitím zcela přesného předzesilovače – a vlastní korekce provést až v počítači. A že těch standardů není málo Columbia, CCIR, TELDEC... viz [časové konstanty]. Korekční křivky je popsána třemi body průběhu (časové konstanty), z nich spočteme průběh křivky, která popisuje frekvenční charakteristiku filtru, který musíme postavit.
Další čtení:
– návrh elektronového předzesilovače pro gramofon [pdf][pdf][pdf]
Napájení teoreticky 3–32V, ale již při 22V poteče diodou indikující zapnutí 20mA. Pro vyšší napájení napětí je diodu buď potřeba odstranit nebo navýšit R10 třeba na 4k7.
Zesílení až 100×
Zajímalo mě, jak je zapojený modul XD-21 a jak funguje.
Na vstupu detekuji audiosignál, pokud přichází déle než určitou dobu (alespoň několik sekund), tak dojde k zapnutí audio zesilovače, pokud signál ustane, tak po delší době (např. 10min) bude zesilovač vypnut. Takto dlouhý čas je zde proto, že zapínám a vypínám elektronkový zesilovač a nechci zbytečně často vypínat/zapínat žhavení.
1) Řešení USB spínané relé
Pokud bude zdroj audiosignálu počítače, tak by přímo operační systém měl vědět, zda nějaký zvvuk ven jde a nebo ne a pokud bude mít počítač možnost nějak sepnout relé pro zapnutí zesilovače, tak to vyřešit půjde.
Software je k dispozici, nabízí možnost něco snadno spínat přímo z počítače. Tedy pro aplikaci – když to hraje zapni zesilovač – použitelné. Jak zjistit, zda počítač zrovna něco hraje? Pro Windows jen nápad: příkaz powercfg /request vrací něco jako:
vrácí neprázdný řádek, pokud nějaké audio blokuje možnost uspání počítače...
Ne vždy je zdrojem zvuku právě počítač a hledám víc univerzální řešení. Jak detekovat audiosignál nejen z počítače.
2) Řešení s Arduinem a programem
Obecný zdroj audiosignálu – a tím chceme zapnout zesilovač – potřebujeme měřit, zda v audiokabelu je nějaký signál, který není šum a řídit se podle něj.
Arduino[1] nebo stačí i Digispark[2] s malinkým procesorem Attiny85. Na vstup A0 bude přiveden audiosignál z počítače – sluchátkový výstup – takový signál může být velmi slabý a pro zapnutí zesilovače by měl stači i signál třeba jen deset milivoltů.
Analogově digitální převodník Arduina převede signál o napětí 0–5V na číselnou hodnotu 0–1023. To vychází při 4,89mV na jeden krok. Tedy hodnota 5mV je nedetekovatelná a myslím, že i hodnota kolem 20mV se bude detekovat obtížně.
Potřebujeme tedy vstupní signál zesílit
K tomu poslouží modul operačního zesilovače, zesílení až 100×
Výstup takového zesilovače je kladný i záporný, proto se musí připojit do středu refenčního napětí. Ale lze to i zjednodušit a zapojit to alespoň takto, opět do středu 2,5V.
Máme-li potřebné zesílení, aby se dal signál rozumně detekovat vůči referenčnímu napětí 5V, můžu připojit analogový vstup. Pro nastavení citlivosti programu můžeme nastavit hodnotu přímo v programu nebo připojit trimr na analogový vstup A1 a měnit citlivost bez nutnosti měnit program.
Nemůžu zapnout zesilovač ihned po detekci signálu. Aby se nezapínal kvůli nějakému náhodnému šumu. Musím chvíli signál sledovat a teprve když hraje nějakou dobu, tak teprve dát pokyn ke spuštění.
Zapojení
Pokud napájím Arduino z USB, je potřeba mezi 5V a GND připojit nějaký větší (820µF) kondenzátor, aby aspoň trochu filtroval průběh napětí, protože toto slouží též jako referenční napětí pro analogové vstupy a není vůbec snadné něco měřit, když je reference příliš plave[4].
– A0 – zesílený vstup z modulu operačního zesilovače
– A1 – trimr pro nastavení citlivosti zapojený jako napěťový dělič 0–5V
– vestavěná LED bliká při detekci signálu
– D8 – pin ovládající zapnutí/vypnutí SSR relé modulu pro reálné zapnutí zesilovače
Program
Asi lepší než slovní popis, je číst zdrojový kód[5] programu, ale stejně zkusím slovně popsat algoritmus řešení
– přečti napětí na A1 a nastav limity detekce
děje se tak neustále, abych podle problikávání notifikační LED mohl snadno nastavit citlivost při praktickém nasazení; stabilitu, aby se hranice pořád rychle neměnily, zajistí zaokrouhlení čtené hodnoty na násobky dvaceti
– přečti napětí na A0
– pokud je v nastavených limitech
→ tak je to pouze šum
– pokud je detekován signál, který není šum
→ započti detekci a rozviť notifikační LED
– pokud je detekcí dostatek
→ začni měřit čas pro zapnutí
→ vynuluj časovač pro vypnutí
– pokud signál na vstupu není
→ započti absenci a zhasni notifikační LED
– pokud je absencí dostatek
→ začni měřit časovač pro vypnutí
→ vynuluj čas pro zapnutí
– pokud časovač pro zapnutí dosáhl nastaveného limitu (nastaveno 5 vteřin)
→ dej požadavek na zapnutí zesilovače
– pokud časovač pro vypnutí dosáhl nastaveného limitu (10 vteřin při testování, 10 minut v praxi)
→ dej požadavek na vypnutí zesilovače
– opakuj od začátku
Celý odladěný program je [zde]. Snažil jsem se to přehledně okomentovat. Není v něm nic záludného. Všechny parametry se dají změnit jen definicí konstant na začátku.
V sériovém plotru je vidět všechny potřebné průběhy. Dá se použít k nastavení středu ADC převodníku a limitů detekce.
Při detekci signálu se rozsvítí vestavěná LED, tedy bez signálu, když je na vstupu pouze šum, který je velmi velmi zesílený, tak by měla LED jen občas probliknout.
S procesorem vyřešeno, funguje spolehlivě s výbornou citlivostí díky zesilovači na vstupu.
3) Řešení bez procesoru
Přemýšlel jsem, jak to řešit bez procesoru. Výše zmíněná „logika programu“ je dodržena, jen to řešení je zajímavější. Napájení z 5V.
Soubory LTSpice ke stažení [zde]. "auto-zapnuti-zesilovace1.asc"
Komparátor LM339 porovnává vstup s referenčním napětím VREF, které se nastavuje pomocí trimru U8 v rozsahu 30mV – 1.7V. Výstup komparátoru U1 nabíjí kondenzátor C4, který slouží jako SUMA_detekce a až dosáhne napětí hranice logické 1, tak invertory U17 nastaví žádost o zapnutí a U18 nastaví puls pro zapnutí na CLK vstup 7474 klopného obvod a ten nastaví zapínací výstup Q na 1 a podrží ho zapnutý celou dobu, dokud nepřijde požadavek na vypnutí (nastavením nulovacího vstupu CLR).
Požadavek na vypnutí je vyhodnocen hradlem NAND U7 7400 jako následující podmínka: Je nastaven požadavek na vypnutí a zároveň je zesilovač zapnutý? Výstup U17 je 0 a výstup Q obvodu U2 je 1. V tom případě se začne proudový zdroj Q2 lineárně nabíjet kondenzátor C6 přes rezistor R16. Nabíjení se může kdykoli přerušit novým požadavkem na zapnutí. Když napětí na kondenzátoru C6 dosáhne hranice logické 1, invertory U5, U6 spolu s NAND hradlem U3 se postarají, ale přišla logická 0 na resetovací vstup CLR klopného obvodu U2, který drží zesilovač zapnutý.
Notifikační LEDky informují o tom, co se zrovna děje.
Dioda D3 zabrání tomu, aby se kondenzátor vybíjel zpátky do celého obvodu. Kondenzátory C4 se vybíjí velmi pozvolna přes R10. C6 má vybíjecí tranzistor Q1 a je vybitý okamžitě, když nabíjecí napětí spadne k logické 0.
graf průběhu obsahuje simulaci 80s, kdy je šum, je signál na vstupu, je zapnuto i vypnuto
v horní části je vidět výstup z logiky HIGH a LOW; shora:
– V(detekce_signalu) na vstupu - když se mění rychle, komparátor se překlápí a detekuje rušení na vstupu - když je HIGH po delší dobu, bylo přičteno 1.5V ze zdroje V2 - zvuk je zapnut
– V(puls_pro_zapnuti) - signál na vstupu byl již dost dlouhou dobu (asi 5s) k tomu, aby se nabil kondenzátor C4 a dosáhl napěťové hodnoty HIGH, která překlopí schmittův obvod v invertoru a poslal puls CLK pro zapnutí přes U17 a U18; puls_pro_zapnutí je „žádost o zapnutí“; pokud není zapnuto, bude zapnuto, pokud zapnuto je, nic se nemění. Pokud zapnuto je a zároveň je dána žádost o vypnutí, tak při dalším pulsu pro zapnutí je tato žádost zrušena
– V(zapni_zesilovac) - překlopení D klopného obvodu U2, přišel puls pro zapnutí a obvod zapne zesilovač a zůstane zapnutý tak dlouho, než přijde puls pro vypnutí
– V(zadost_o_vypnuti) - když signál na vstupu ustane, takže U17 vrací na výstupu logickou jedničku a zároveň je zesilovač zapnutý, tedy U2 má na výstupu Q logickou jedničku, tak NAND hradlo U7 nastaví zadost_o_vypnutí na logickou jedna
– V(puls_pro_vypnuti) - výstup invertoru U4 nabíjí kondenzátor C6 a když napětí na něm dosáhne hodnoty logické jedna, překlopí se schittův invertor U5 a přes U6 a NAND hradlo U3 pošle puls CLR k resetování klopného obvodu, který nastaví svůj výstup V(zapni_zesilovac) na logickou 0 a je připraven přijmout další – V(puls_pro_zapnuti) na svůj CLK vstup a znovu se překlopit.
v dolní části je výstup analogové části schématu:
– V(vin) - šum signálu na vstupu, způsobí občasné překlopení komparátoru a způsobuje neustálé V(detekce_signalu) viditelné v horní části a když se na vstupu objeví silnější signál, V(detekce_signalu)zůstane v logické 1 delší dobu
– V(vref) - referenční napětí na 0.4V pro komparátor
– V(suma_detekce) - pulsy z komparátoru nabíjí kondenátor C4, který se průběžně vybíjí přes R10
– V(cas_vypnuti) - průběh nabíjení kondenzátoru C6, pokud dosáhne napětí na něm hodnoty logické 1, pošle V(puls_pro_vypnuti). Vybije se přes tranzistor Q1 vždy, když V(zadost_o_vypnuti) zmizí a je v logické 0.
Realizace a test
Vstup je stereo, takže dva kanály přes oddělovací kondenzátory jsou smíchány do jednoho a prochází přes jednotranzistorový zesilovač[4]. Zesílení asi 50×. Důležitý je malý kondenzátor mezi bází a kolektorem, který sníží rušení a zajistí, aby zesilovač pracoval pouze v audiopásmu.
Ověřeno, funguje, rozpozná signál od amplitudy 5mV na vstupu. Jako prvotní nápad proč ne, ale chtělo by to malinko vylepšit. Např. C4 (suma detekce) se průběžně vybíjí přes R10 a bylo by lepší vybíjení řídit časově. Ale tohle mě napadlo, až jsem to měl zadrátované. Použít generátor pulsu, který spouští rychlé vybití sumačního kondenzátoru.
V otestovaném zapojení je toto řešení prakticky použitelné. Díky zesílení 50× je vstup opravdu velmi citlivý a díky sumě detekce zároveň zesilovač nevzbudí kdejaký šum. Citlivost jsem nastavil tak, aby při tichu, kdy je na vstupu pouze šum, problikla žlutá detekční LED jen občas.
Zleva: Použita přesná napěťová reference TL431, zenerova dioda, úbytek na dvou diodách a druhý tranzistor jako reference. Všechny modely součástek obsahují teplotní závislosti, takže lze spustit simulaci pro různé teploty. Použitý bipolární tranzistor je teplotně závislý, takže mít přesnou referenci, která se s tím umí vypořádat se hodí.
Spuštěno pro několik teplot v rozsahu –10°C...150°C.
Jaká je teplotní stabilita zenerovy diody
Použitím správné zenerovy diody se dá výrazně vylepšit její teplotní stabilita. Do asi 4.7V u zenerovy diody probíhá tunelový průraz, který vykazuje výrazný záporný teplotní koeficient. Nad asi 4.7V probíhá lavinový průraz, který má kladný teplotní koeficient. No a u zenery kolem 4.7V se dějí oba a vzájemně se trochu stabilizují.
Použití zenerovy diody jako napěťové reference není úplně vhodné, protože „průraz diody“ šumí mezi 1μV-1mV, což může být velký problém třeba jen pro běžný audio zesilovač natož třeba pro přesný DA převodník. Mělo by se to dát částečně eliminovat připojením kondenzátoru 1–100nF paralelně k zenerově diodě.
Existují dva různé efekty regulace napětí, které se dějí při průrazu zenery. Pod asi 4,7 V dominuje tunelový průraz/zenerův efekt a má teplotní koeficient asi -3 mV/C. Kolem 8V zcela převládne lavinový průraz a ten má kladný teplotní koeficient a velikost koeficientu roste s průrazným napětím.
Někde v rozsahu 4,7V až 6,8V jsou součástky, které lze nastavit na teplotní koeficient blízko 0 mv/C, ale pouze nalezením optimálního proudu. Dá se získat poměrně dobrou regulaci v rozsahu možná +/-5°C.
Simulace dala rozsah 55mV pro zeneru 4V7 a 66mV pro 5V6 v rozsahu 0–120°C.
Usměrňovací obvody se používají při návrhu napájecích obvodů. V takových aplikacích je usměrňované napětí obvykle mnohem větší než úbytek napětí na diodě a tento úbytek není pro správnou funkci usměrňovače důležitý.
Jsou aplikace, kde tomu tak není. Třeba v měřících přístrojích může mít signál, který má být usměrněn, velmi malou amplitudu; klidně 100mV, což znemožňuje použití konvenčních usměrňovacích obvodů. Zároveň je ale nutné, zachovat velmi přesnou přenosovou charakteristiku.
Na tento problém narazil, když jsem se snažil porovnávat a identifikovat vrcholy signálu bez použití mikrokontroleru. Stačilo zrcadlit záporné půlvlny do kladných hodnot; pro silný signál usměrnění diodami stačilo, jenže já potřebuju identifikovat signál ideálně od nuly nebo alespoň od 10–30mV; ale není problém velmi slabý signál malinko zesílit, pokud by citlivost začínala kolem 500mV.
Řešení jsem našel v knize [The Art of Electronics] z roku 1989; třetí vydání 2015 str. 257, kapitola 4.5.4 Absolute-value circuit.
Precision full wave rectifier = absolute value circuit
Přesný celovlnný usměrňovač vrací absolutní hodnotu signálu bez ohledu na polaritu.
Zajímavost: věc známá i v Československu, viz [patent] z roku 1987. V naší terminologii se toto zapojení nazývá obvod absolutní hodnoty. Pro srovnání americký [patent] z roku 1971.
Všechny zde uvedené LTSpice simulace a modely v jednom balíčku ke stažení [tady].
Základní implementace přesného půlvlnného usměrňovače je řešená pomocí operačního zesilovače, který má diodu ve zpětnovazební smyčce. Tohle řešení účinně řeší úbytek napětí na diodě, takže i signály velmi nízké úrovně (hluboce pod propustným napětím diody) mohou být usměrněny s minimální chybou.
Omezení
– Skutečný práh superdiody je celmi blízko nule, ale není nulový.
– Na první pohled to nevypadá špatně, ale má to některá vážná omezení. Tím hlavním je rychlost. S vysokofrekvenčními signály to nebude dobře fungovat. Pro nízkofrekvenční kladný vstupní signály se v propustném směru diody použije 100% negativní zpětná vazba. Úbytek napětí na diodě je efektivně odstraněn zpětnou vazbou a invertující vstup sleduje kladnou půlvlnu vstupního signálu téměř dokonale. Když se vstupní signál dostane do záporné části, operační zesilovač nemá žádnou zpětnou vazbu, takže se záporný výstup operačního zesilovače dosahuje limitace. Když se vstupní signál zase dostane do kladné části, operačnímu zesilovači bude nějakou dobu trvat, než se vrátí zpět na nulu, pak přes úbytek v diodě a pak teprve bude něco na výstupu. Tato doba je určena hodnotou rychlosti přeběhu (slew rate) operačního zesilovače a i velmi rychlý operační zesilovač bude omezen na nízké frekvence.
drobná změna pouze použitím rail to rail operačního zesilovače, aby byla mezi půlvlnami opravdu nula
Jiný přístup k řešení, operační zesilovač v invertujícím zapojení. Na výstup projdou pouze kladné půlvlny (odpovídající záporné části signálu). Dioda s přímou zpětnou vazbou přesměruje jakýkoli záporně jdoucí výstup zpět na invertující vstup a zabrání jeho přenesení. Mírný pokles napětí na diodě D2 řeší dioda D1. Dioda D2 tedy zajistí, že na výstup projdou pouze kladné půlvlny.
Zajímavé použití super diody ke zbavení se záporného offsetu signálu. Nevím, jak se takovým obvodům říká správně česky, ale najdu je jako [clamper circuit].
„Dvoucestný“ přesný usměrňovač (full wave).
Asi správně česky bude celovlnný usměrňovač, též obvod absolutní hodnoty. Protože má na výstupu absolutní hodnotu vstupního signálu bez ohledu na polaritu.
Celovlnný usměrňovač může mít jiné zesílení než jedna, může dojít k útlumu nebo zesílení.
U obvodu absolutní hodnoty předpokládám jednotkové zesílení, protože zde zmíněná zapojení, co jsem testoval jsou ovlivněna jak amplitudou vstupního signálu, tak jeho frekvencí, píšu raději celovlnný usměrňovač.
První pokus, jak by takový přesný celovlnný usměrňovač mohl fungovat. Na vstupu je sinus 100mV/2kHz.
Daleko jednodušší řešení, dostatečně dobré a stačí mu LM741. Pro vyhodnocení přesnosti průběhu je lepší simulaci spustit jako analýzu .dc V1 -5 5
Názorné řešení přímo Linear Technology.
Co by byla simulace bez realizace. Postaveno s TL074, čtyřnásobný J-FET operační zesilovač. Dva jsem použil jako vstupní a výstupní napěťový sledovač a zbylé dva jako pokus o celovlnný usměrňovač. Prakticky funguje od amplitudy 10mV jako půlvlnný a od 250mV funguje jako přesný full wave.
Docela slušné výsledky pro čtyřnásobný operační zesilovač TL074 za 9 korun.
Obvod, který používá diodu, ale neovlivňuje špičkové výstupní napětí. Toto řešení dostačuje pro nízké frekvence. A je zajímavé svou funkcí. Myslím, že to funguje nějak takto: Zpětná vazba přes diodu D1 – modrá stopa I(D1) – umožňuje operačnímu zesilovači U2 udržovat kladný vstup operačního zesilovače U1 – zelená stopa V(2) – na potenciálu (virtuální) země pro jakoukoli zápornou část vstupního signálu. Zesilovač U1 funguje jako invertující napěťový sledovač – fialová stopa V(V_out).
Dioda D1 znemožní operačnímu zesilovači U2, aby ovlivňoval kladnou část vstupního signálu; v tomto případě mají tedy oba vstupy U1 stejný signál, který z U1 udělá neinvertující sledovač, takže výstup je opět kladný.
Slabý signál na vstupu (1–15mV), frekvence 20kHz. 1000× zesíleno, usměrněno, invertováno a 1000× zeslabeno. Pro jakékoli reálné zpracování, bych použil signál před zeslabením. Na nerovnováhu mezi velikostí amplitudy kladné a záporné půlvlny má vliv napěťový offset operačního zesilovače. LM318 má kompenzační vstupy, tak bylo potřeba trochu nastavovat a povedlo se celé zapojení na stole odladit.
10mVpp při 100kHz
Další [měření] a schéma. Funguje slušně až do 200kHz. Testoval jsem 3 – 20mV.
Lineární regulátor LM317 v katalogovém zapojení umí regulovat v rozpětí 1,2 – 37V. Obvod vyžaduje zatížení alespoň 5mA, aby fungoval správně.
Otázka: Může to dobře regulovat i nižší napětí, když referenční napětí LM317 je asi 1,2 až 1,3V?
Odpověď: Může, ale musí mít adekvátně nastaveno referenční napětí.
Všechna zde uvedená schémata a modely pro LTSpice ke stažení [tady].
V principu jde přesně o to, odečíst od referenčního napětí (ADJ) přesně 1,25V.
Pokud mám k dispozici napájení –1,25V je to takto snadné a LM317 bude regulovat od 0V. Jenže, takto snadné to většinou nebude.
V katalogu [onsemi] na str.8 je uvedeno následující schéma pro regulaci od 0V
Referenční napětí je získáno pomocí dvojice diod D1, D2. Funguje to, ale je to teplotně velmi nestabilní, reálně asi 2,5mV/K. Otázka zní, zda to lze vyřešit lépe. Použití TL431 jako napěťové reference zabrání teplotnímu driftu. Ale co když zrovna v šuplíku žádnou teplotně stabilní napěťovou referenci nemám. Jde to i jinak.
První pokus bylo získat referenční napětí díky zdroji konstantního proudu.
LM317 jako regulátor 0–3V
Konstantní zdroj proudu řízený tranzistorem Q1.
I = (VF - VEB0) / (R4+U4)
kde VF je propustné napětí D1, přibližně 2V a VEB0je napětí emitor-báze tranzistoru Q1, tedy přibližně 0,6V. Proud je přibližně 1,32 / (R4+U4).
Zdroj konstantního proudu vytváří na rezistoru R2 předpětí přibližně –1,25V. Trimr U4 mění proud a slouží k nastavení nuly. R4 chrání tranzistor Q1.
Trimr nebo potenciometr U2nastavuje výstupní napětí V_OUT v rozsahu asi 0-3V.
V_OUT = VREF (1+U2/R1)-VR2
kde VREFje referenční napětí na vstupu ADJ a VR2je kompenzační napětí na rezistoru R2.
Druhé řešení využije operační zesilovač.
LM317 jako regulátor 0–3V
Vždy potřebuji nějaký zdroj symetrického/záporného napětí.
Pěkný způsob jak získat záporné napětí je použití zdvojovače.
pozn. pro reálnou zenerovu diodu by bylo potřeba zadat víc parametrů
Je jasné, že takovýto zdroj V_OUT v případě zatížení bude pěkně kolísat
Vzhledem k tomu, že má sloužit jako vstup pro regulátor LM317, tak to nevadí a pokud řeším rozsah 0-3V, tak můžu použít transformátor s nižším napětím.
Všechna schémata a modely pro LTSpice ke stažení [tady].
[2] skvělý nápad pro řízení s přesnější referencí TL431; str. 27, obr. 33
Přesný regulátor 5V/1,5A.
Referenční napětí pro LM317 je opravdu 1,25V; ale ne vzhledem k zemi! Referenční napětí lineárního regulátoru je relativní k výstupnímu napětí, takže napětí pro pin ADJ. LM317 je 5V – 1,25V = 3,75V.
Proud přes TL341 se sám upraví tak, aby poskytoval 3,75V na pinu ADJ, ten nastaví LM317 na 5V na Vout, což pak poskytne správné referenční napětí pro TL431 na jeho pin REF. Lepší by bylo dát rezistor 8k2 menší, aby bylo víc proudu pro TL431.
Jestli je dropout 3V, tak minimální napětí je 5V+3V=8V. Proud přes rezistor 8k2 Ik = (8V–3,75V) / 8k2 = 0,5mA. TL431 má minimální katodový proud 0,4mA. Takže obvod reguluje těsně nad minimálním proudem TL431. Jestli dropout LM317 je 2,5V při maximální zátěži 1,5A. Pokud potřebuju minimální Ik pro referenci, musím zmenšit rezistor R3. R3= ((5V + 2,5V)-3,75) / Imin.
